在高频串联谐振感应加热电源的运行过程中,因炉料大小不等和温度变化等因素,负载等效参数和固有谐振频率会发生变化,为了使逆变器始终工作在功率因数接近1的准谐振或谐振状态,必须采用频率跟随控制系统。同时,为了避免上下桥臂直通短路,在两路驱动信号之间需留有一定的死区,死区宽度与器件的开关损耗和逆变器运行性能密切相关。传统的死区形成采用RC模拟电路实现,死区的大小通过调节电位器人为调整,不具备在线调整功能。为保证串联逆变器高效可靠运行,研究最佳死区的逆变控制系统具有十分重要的意义。文中采用集成锁相环电路进行负载的频率跟踪,同时,根据负载工作频率和功率,利用DSP实时调节死区宽度,实现了串联谐振逆变器的最佳死区数字控制。

　　一、串联谐振逆变器的控制要求

　　1、工作原理

　　图1示出逆变器主电路,由4个功率MOSFET开关管VS1～VS4构成H桥逆变电路,吸收电路略。

图1 串联谐振逆变器原理图

　　图中T——起负载阻抗匹配作用的高频变压器

　　Co——负载槽路谐振电容

　　Lo,Ro——高频感应炉等效参数

　　对于串联谐振逆变器,需要用直流电压源供电,在直流输入端并入一个大电容Cd,可近似认为逆变器输入端电压Ud固定不变。轮流导通和关断VS1,VS4和VS2,VS3,在逆变器的输出端获得交变的方波电压Vo。同时,为了减小开关损耗和提高功率因数,应尽量使电源工作在准谐振或谐振状态,因此在实际运行中要进行频率跟踪,使逆变器输出的方波电压频率和相位与负载谐振频率和相位保持一致。

　　2、最佳死区调节

　　为了防止上下桥臂开关管“直通”,逆变器的两路驱动信号之间要留有适当的死区。一个合理的死图1串联谐振逆变器原理图区时间应包含器件的关断时间,而且死区宽度变大,关断损耗随之增大。此外,当VS1,VS4可靠关断后,桥臂上功率MOSFET的输出电容电压均为Ud/2,若在此时开通VS2,VS4,则C2,C3上的电荷会直接经VS2,VS3本身短路放电,而输出电容与漏极以及源极的内部引线电感可能会发生谐振,从而产生电压和电流尖峰,为了避免这种现象的发生,需待输出电容放电结束后方可开通另一对管子。可见,最佳死区时间应包括器件关断时间和输出电容放电时间之和。根据理论推导,最佳死区时间为:

　　式中toff——器件关断时间

　　V——负载电压有效值

　　I——负载电流有效值

　　ω=2πf

　　f——负载谐振频率

　　Ci——逆变桥臂上MOSFET的输出电容值(i=1,2,3,4)

　　二、逆变控制系统的原理与硬件实现

　　文中利用霍尔电流传感器、高速比较器和集成锁相环CD4046来实现频率跟踪,锁相环与DSP数字信号处理器以及数字逻辑芯片相结合来实现在线死区调节。图2示出该逆变控制系统框图。

图2 逆变控制系统框图

　　1、逆变锁相环控制

　　集成锁相环CD4046主要由鉴相器PD,压控振荡器VCO和外接无源RC低通滤波器组成[3],如图2所示。相位比较器接受来自VCO的输出频率fo,并将其与负载槽路的谐振频率fr作比较,随即产生一个相位的可变误差电压输出至低通滤波器。误差电压经LPF滤波后送至VCO的控制输入端,以逐步减小fo和fr之间的任何频率差和相位差,此时环路即被锁定。若在PLL反馈环中插入分频器,电路锁定时VCO的fo将是fr的N倍(N为分频系数)该系统中N取2。

　　2、最佳死区跟随系统的硬件实现

　　选择槽路电流信号作为锁相环的输入信号,快速比较器MAX901起波形变换的作用,它将霍尔电流传感器送来的负载正弦电流变换成方波信号作为CD4046的参考输入,只要负载的fr在锁相环的跟踪范围内变化,即可保证实现自动跟踪。CD4046的13引脚与9引脚间所接的低通滤波器,其时间常数限制了系统跟踪输入信号频率的速度,同时也限制了捕捉范围,文中选取的R=10kΩ,C=0.1μF。VCO的输出引脚4上接一JK触发器74LS109,经过分频的信号反馈回鉴相器,因此锁相环实际输出信号①的频率是负载频率的2倍。此信号分两路,一路经快速光耦6N137隔离进入DSP,实现死区宽度的控制,另一路进入CPLD进行数字逻辑处理,整个控制系统原理框图如图3所示。

图3 硬件电路图

　　该控制系统中各点波形分析如图4所示,②为DSP环节输出,改变②相对于①上升沿的延迟时间,就能改变死区宽度。在实际电路中,电流采样、锁相跟踪、隔离驱动等都需要时间,这将使驱动信号滞后电流信号一个角度,因此必须加相位补偿电路。利用CD4046锁相环PDII的特点,在比较器MAX901的负端接一偏置电压,使得输出信号上升沿提前ΔT时间,调节电位器即可调节ΔT的值。

图4 波形图

　　CPLD输出的两路带死区的脉冲PWM1,PWM2经过光耦隔离后输入给IR2110,驱动开关器件MOSFET。

　　三、死区的软件实现

　　TMS320LF2407A是16位定点DSP芯片,40MIPS的执行速度,具有独立的数据总线和地址总线。它包含两个事件管理器模块EVA和EVB,每个包括两个16位通用定时器,3个捕获单元,可以捕获引脚上的跳变,获得相应信号的频率;5个外部中断;以及16路的10位A/D转换器。

　　设计中选用ADCIN00,ADCIN01对电流和电压采样,用事件管理器EVA中的定时器1周期性地产生ADC转换触发信号,在ADC中断程序中读取转换值。为了提开云在线平台度,可以设置采样次数,取其平均值。信号进入DSP前先经过有源滤波器滤除高频干扰信号。进入AD通道的模拟信号幅值应该在0～3.3V之间,所以滤波后的电流电压信号要经过限幅跟随电路,正弦的电流信号可经过阻容滤波电路得到有效值,进入AD通道采样。

　　DSP内的捕获单元可以检测负载频率。用定时器2作为CAP1的时基,检测CD4046输出波形的上升沿,在中断程序中读取捕获值。为了得到比较准确的结果,重复测试并取其平均值。同时,在捕获单元的中断程序中,根据求得的频率值以及电流电压有效值的平均值,调用最佳死区计算子程序,查相关资料可得toff值,求得相应死区宽度。

　　用2407A的一路外部中断引脚XINT1检测6N137的输出波形上升沿和下降沿。XINT1引脚中断有高优先级模式和低优先级模式,文中选用前者。当输入从高电平跳变为低电平时,在高优先级的中断服务程序中,延迟一段时间后让输出引脚IOPA6变为低电平,死区时间减去程序指令执行时间即为延迟时间。当检测到上升沿时,立即让IOPA6输出高电平,但由于程序执行需要时间,低电平跳变为高电平相对应地会存在一段时间延迟,DSP输出引脚接光耦隔离6N137后波形如图4中②所示。

　　DSP的输出与4046的输出经过数字逻辑处理(如图3),就可以得到所需要的带死区的两路PWM脉冲信号。其中,控制IOPA6高电平的触发时间就可以控制死区宽度。用单片CPLD实现复杂的逻辑电路可使整个电路结构简单,集成度高。

　　四、实验结果与结论

　　根据上述理论分析和电路设计,研制了基于DSP的串联谐振频率跟随系统。以IRFP460作为逆变器的开关管,其中的一组试验波形如图5所示。图5a为异或门输出1与二分频输出2波形,两路信号相与后就可产生带死区的驱动脉冲信号;图5b为反馈信号3与驱动信号4的波形,可见,控制电路很好地实现了频率跟踪且使相位保持一致;图5c为槽路电流io与输出电压Vo波形,其中,电压幅值为100V,电流幅值为7A,谐振频率为105kHz。整个电路运行状态良好。根据电流电压有效值和谐振频率,DSP实时计算出死区时间,图5a中死区宽度为450ns。

图5 试验波形

　　实验证明,该控制系统充分利用了DSP的高速运算能力和丰富的片内外资源,将CD4046倍频锁相功能与DSP迅速准确地自动调节死区大小有机结合起来。在电源运行过程中,当负载谐振频率、负载电压、电流发生变化时,控制系统能快速跟踪频率的变化,并且根据负载电流、电压的有效值计算出最佳死区的大小,实时、自动地调节脉冲死区宽度,实现了具有最佳死区的逆变频率自动跟随控制系统。实验结果表明,该系统的频率跟踪速度快,死区控制精度高,逆变器的开关损耗小,在工业控制中具有实用意义。